Prise en compte des transitoires de commutation du GaN dans les modèles de convertisseurs en temps réel

Principaux enseignements

• Les pertes de commutation, la marge de tension et les émissions conduites sont toutes des intégrales calculées sur le front de commutation ; le choix du pas de temps détermine donc dans quelle mesure on peut se fier à ces valeurs.
• Les modèles moyennés font état d'une perte dans une seule direction, ce qui fait des résultats thermiques optimistes un risque systématique plutôt qu'une erreur aléatoire.
• La résolution fine doit être traitée au niveau du convertisseur, tandis que la grille environnante ou le modèle de la machine fonctionne avec une résolution plus grossière, ce qui permet de consacrer les ressources limitées du FPGA aux calculs physiques les plus rapides.

Un modèle de convertisseur au GaN n'a de valeur que si le front de commutation reste suffisamment net pour être lu.

La plupart des systèmes électroniques de puissance triphasés raccordés au réseau fonctionnent encore à des fréquences de commutation inférieures à 20 kHz, tandis que le département américain de l'Énergie prévoit désormais que les composants à large bande interdite atteindront plus de 500 kHz d’ici 2035, pour des puissances supérieures à 500 kW. Chaque augmentation de la vitesse de commutation réduit la fenêtre que le simulateur doit résoudre, et les dispositifs au GaN commutent en quelques nanosecondes. Un modèle fonctionnant à l’échelle des microsecondes lisse ce front et vous fournit une forme d’onde propre masquant les pertes, les oscillations résiduelles et le bruit que vous souhaitiez mesurer.

La fidélité des fronts est un choix de modélisation que vous effectuez avant la première simulation ; elle détermine dans quelle mesure vous pourrez observer le comportement réel de votre matériel. Les concepteurs qui considèrent l'intervalle de commutation comme l'unité de précision obtiennent des chiffres d'efficacité et des prévisions d'EMI sur lesquels ils peuvent s'appuyer. Ceux qui le considèrent comme une erreur d'arrondi en paient le prix plus tard lors des essais sur banc.

Ce que contient un transitoire de commutation au GaN et à quelle vitesse il évolue

Un transitoire de commutation GaN correspond aux quelques nanosecondes pendant lesquelles le dispositif passe d'un état de blocage total à un état de conduction totale, ce qui s'accompagne de variations abruptes de dv/dt et di/dt, d'un effet de « gate ringing » et d'effets liés à l'inductance du boîtier. La majeure partie des pertes de commutation et de l'Énergie e de bruit conduit d'un convertisseur se produit au cours de cette brève période.

Un transistor GaN à mode d'enrichissement de 650 V, intégré à un étage de correction du facteur de puissance de type « totem pole » d'une puissance de 1 kW, présente une variation de plusieurs centaines de volts en moins de cinq nanosecondes, et l'oscillation en boucle s'établie au cours des vingt à quarante nanosecondes suivantes. Si vous observez cet intervalle à 10 ns, vous verrez un échelon. Si vous l'observez à 250 ps, vous verrez le pic, la fréquence d'oscillation et l'intégrale des pertes.

Les chiffres qui font débat parmi les ingénieurs sont tous des intégrales calculées sur cette pente. La perte de commutation est le produit de la tension et du courant pendant l'intervalle de commutation, la tension de crête définit la marge par rapport aux caractéristiques nominales du dispositif, et la fréquence d'oscillation détermine le premier pic d'émissions. Si l'on ne tient pas compte de la forme de la pente, ces trois valeurs ne deviennent que des estimations.

Pourquoi les pas de temps grossiers de la simulation font disparaître les détails dont les concepteurs ont besoin

Un pas de temps de simulation agit comme un filtre passe-bas sur tout ce qu'il échantillonne. Lorsque le pas est plus long que le phénomène transitoire, le solveur renvoie une valeur moyenne sur l'intervalle ; ainsi, le pic disparaît, l'anneau n'est jamais échantillonné et l'intégrale des pertes tend vers le cas idéal.

Un pas de 10 µs dans un convertisseur GaN à 100 kHz fournit dix échantillons par période de commutation, ce qui décrit la composante fondamentale et non le front. Une forme de front utile commence à apparaître entre environ 10 ns et 25 ns, soit environ deux cents fois plus fine que la période de commutation. Les modèles moyennés ne s'écartent pas de la réalité, ils se situent en dessous, car chaque pic négligé et chaque cycle d'oscillation non échantillonné enlève de l'Énergie au résultat. Les équipes qui dimensionnent les dissipateurs thermiques à partir de ces résultats obtiennent des températures élevées lors des essais au banc et ne peuvent pas déterminer si l’erreur provient du modèle du dispositif, du réseau thermique ou du pas de temps.

« Les modèles moyennés ne s'écartent pas de la vérité, ils se situent en dessous de celle-ci, car chaque pic négligé et chaque cycle annulaire non échantillonné enlève de l'Énergie au résultat. »

Comment l'architecture du solveur détermine la limite de la fidélité des processus transitoires

La limite inférieure du pas de temps est déterminée par la partie du modèle de convertisseur que le solveur calcule entre deux pas. Les solveurs en temps réel basés sur un processeur (CPU) se situent généralement entre 10 µs et 50 µs. Les solveurs basés sur un FPGA exécutent l'étape de commutation en logique parallèle et atteignent des pas de l'ordre de la nanoseconde, ce qui correspond à la plage requise pour un commutateur GaN.

Cette séparation revêt une importance capitale dans les travaux de l’ Simulation HIL . Un modèle d’onduleur triphasé fonctionnant sur un processeur à usage général consacre son budget de pas à résoudre le réseau de manière séquentielle. En transférant l’étage de commutation sur la matrice FPGA, ce même convertisseur effectue le calcul en 250 ns ou moins, de sorte que le contrôleur perçoit les fronts tels qu’ils sont façonnés par le matériel. OPAL-RT a conçu le solveur eHS autour de cette séparation, en calculant l’étage de puissance dans la logique FPGA tandis que le modèle d’installation, plus lent, reste sur le processeur.

Le compromis réside dans la taille du modèle. Les ressources des FPGA étant limitées, un solveur de l'ordre de la nanoseconde ne peut contenir qu'un nombre restreint de commutateurs et de nœuds. Vous bénéficierez ainsi d'une fidélité optimale en périphérie, et vous organiserez la partition en fonction de celle-ci, en ne plaçant généralement que l'étage de conversion sous haute résolution.

Choix entre les modèles de convertisseurs de niveau à moyenne et à commutation

La principale différence entre un modèle moyenné et un modèle à niveaux de commutation réside dans ce que chacun d'eux néglige. Un modèle moyenné remplace l'action de commutation par son effet moyen sur une période donnée ; il s'exécute rapidement et reste stable. Un modèle à niveaux de commutation calcule chaque commutation, ce qui implique un coût de calcul et génère des pertes, un effet de résonance et du bruit.

Ces deux éléments ont leur place dans un programme, à des étapes différentes. Les études de bande passante des boucles de régulation s'effectuent sans problème sur des modèles moyennés à 50 µs, car la dynamique des boucles que vous vérifiez se situe bien en dessous de la fréquence de commutation. Le dimensionnement thermique, la pré-conformité EMI et la validation de la commande de grille nécessitent, quant à eux, de pousser les limites.

Les conséquences d'une erreur dans ce domaine ne vont que dans un sens. Un modèle moyen utilisé pour les calculs thermiques sous-estime les pertes et donne des températures de jonction trop optimistes, ce qui fait que le matériel arrive au laboratoire déjà en surchauffe.

Comment la résolution des contours influe sur les prévisions d'efficacité et d'EMI

Les résultats relatifs au rendement et aux émissions électromagnétiques (EMI) sont déterminés au niveau du front de commutation ; ils dépendent donc de la résolution du modèle qui les a générés. Les pertes de commutation sont proportionnelles au chevauchement entre la tension et le courant lors de la commutation, tandis que les pics d'émissions conduites suivent la fréquence d'oscillation définie par l'inductance de la boucle et la capacité du composant.

L'écart de rendement offert par le GaN est faible en termes de pourcentage, mais considérable en termes de conséquences. Un chargeur d'ordinateur portable au GaN, testé dans le cadre du programme 4E de l'Agence internationale d'Énergie , a atteint un rendement de 86 % contre 81,4 % pour son équivalent au silicium, et cet écart provient presque entièrement d'intervalles de commutation plus courts. Un modèle qui lisse ces intervalles indique que les deux appareils sont pratiquement identiques, ce qui élimine toute raison de choisir le GaN.

Les émissions EMI présentent le même risque. Le premier pic d'émissions conduites pour une front de descente rapide en GaN se situe souvent entre 30 MHz et 100 MHz, ce qu'un modèle de 1 µs ne peut pas représenter car sa fréquence d'échantillonnage maximale est de 500 kHz. Les équipes qui constatent cela après l'analyse de pré-conformité reconfigurent le filtre trop tard.

« Les résultats en matière de rendement et d'interférences électromagnétiques (EMI) sont déterminés au niveau du front de commutation ; ils dépendent donc de la résolution du modèle qui les a générés. »

Erreurs courantes qui masquent les pertes de commutation lors de la simulation des convertisseurs

La plupart des pertes de commutation non prises en compte sont dues à des simplifications dans la modélisation plutôt qu'à une fiche technique erronée du composant. Des éléments de commutation idéaux, dépourvus d'inductance parasite, une température de jonction fixe et des pas de temps choisis pour la stabilité du solveur plutôt que pour des raisons physiques : tous ces facteurs font que les pertes rapportées sont inférieures à celles générées par le matériel.

Ce sont ces cinq-là qui reviennent le plus souvent dans le cadre des travaux de conversion.

• Éléments de commutation idéaux, sans temps de transition, qui indiquent une perte de commutation nulle quelle que soit la vitesse du dispositif.
• L'inductance de la boucle de commutation a été omise, ce qui élimine le pic de tension et l'anneau qui déterminent la marge et le niveau de bruit.
• Un pas de temps choisi pour assurer la stabilité du solveur plutôt que pour échantillonner la transition ; le bord est donc moyenné avant la mesure.
• La température de jonction a été maintenue constante tout au long de l'essai, ce qui sous-estime les pertes par conduction, car le dispositif s'échauffe sous charge.
• La conduction inverse dans le GaN est traitée à l'aide d'un modèle de diode à corps en silicium, qui ne tient pas compte de la chute de tension plus élevée du troisième quadrant pendant le temps mort.

Chacune de ces solutions se justifie en soi, mais leur coût global est élevé. Un modèle intégrant les cinq rapports indique un rendement de 99 % pour un étage GaN de 1 kW, alors que les mesures au banc s'élèvent à 97,5 % ; la différence de 15 W se répercute sur un dissipateur thermique qui n'a jamais été dimensionné pour cela.

Quels avantages une capture rigoureuse des données transitoires apporte-t-elle à une équipe d'ingénieurs ?

Les équipes qui règlent rapidement les problèmes liés aux transitions évitent de se heurter à nouveau aux mêmes difficultés en phase de développement. La marge thermique, le dimensionnement des filtres et la synchronisation des grilles sont définis tant qu’il est encore peu coûteux d’y apporter des modifications, et la conception matérielle s’appuie sur des paramètres qui ont déjà fait leurs preuves.

La valeur s'accumule tout au long d'un programme. Un modèle de convertisseur indiquant une perte réelle avec une résolution de 250 ns devient la référence sur laquelle s'appuient toutes les décisions ultérieures. Lorsque le prototype affiche des mesures s'écartant de seulement un ou deux watts de cette valeur, on cesse de débattre du modèle pour se concentrer sur la conception. C'est un avantage moins visible qu'une simulation plus rapide, mais c'est celui que les équipes expérimentées s'attachent à préserver.

Les plateformes en temps réel d'OPAL-RT s'intègrent dans ce flux de travail car le solveur FPGA maintient la visibilité des signaux de bord tandis qu'un contrôleur physique reste dans la boucle ; ainsi, ce que vous validez en simulation correspond exactement à ce que le contrôleur réalise au niveau matériel. La rigueur importe toutefois davantage que l'plateforme . Choisissez la résolution requise par la physique, conservez des modèles grossiers pour les questions qui le justifient, et la réponse transitoire à la commutation cessera d'être l'élément que vous découvrez en dernier.